荣湃推出内部集成负压的单通道隔离驱动

Release time：2025-05-09
author：AMEYA360
source：荣湃
reading：698

　　近年来，新能源汽车发展迅猛。在车内电气系统设计中，通常根据电压等级将其划分为高压系统和低压系统两大部分。其中，高压电气系统主要包括动力电池、电机、电控系统以及高压线束等关键部件;而低压电气系统则涵盖仪表、照明、娱乐系统、车窗控制等传统车辆功能。目前，800V高压电气系统已成为高端新能源汽车的标配，显著提升了整车的性能与充电效率。

　　800V平台离不开高压功率器件SiC, IGBT及配套驱动芯片的支持。SiC开关速度快，dv/dt高，IGBT关断存在拖尾电流，都往往需要实现负压驱动，传统三种解决方案如图1。

荣湃推出内部集成负压的单通道隔离驱动

　　这三种方案都存在代价/缺点，总结如表1。

荣湃推出内部集成负压的单通道隔离驱动

　　荣湃创新推出内部集成负压的单通道隔离驱动Pai8216系列，如图2，在高dv/dt应用场景下，可以避免功率器件误导通，保证系统可靠运行。

荣湃推出内部集成负压的单通道隔离驱动

　　Pai8216系列支持多种引脚配置，其框图如图3。

荣湃推出内部集成负压的单通道隔离驱动

荣湃推出内部集成负压的单通道隔离驱动

　　Pai8216系列关键电气参数如表2所示。

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荣湃：理想二极管控制器—电源端口应用的多边形战士
行业新闻

荣湃：理想二极管控制器—电源端口应用的多边形战士

　　什么是理想二极管控制器?　　理想二极管控制器可驱动外部 N 沟道 MOSFET 来仿真具有超低正向压降和可忽略不计反向电流的理想二极管。理想二极管控制器可根据栅极控制机制分为两类：线性调节控制和迟滞开/关控制。　　线性调节控制会根据负载电流来控制栅极电压，有助于快速反向电流阻断;　　在迟滞开/关控制中，当超过正向导通比较器阈值时，MOSFET完全导通。　　图1中的典型应用原理图显示了用于驱动外部 N 沟道 MOSFET 的理想二极管控制器Pai8150C。MOSFET的源极与输入端相连，电荷泵电容器连接在阳极和 VCAP 之间，可提供足够的栅极驱动电压来导通 MOSFET，EN引脚控制芯片开关。图1. 理想二极管控制器 - 典型应用原理图　　理想二极管应用介绍　　理想二极管控制器典型应用有三种：背靠背FET架构，电池反向保护以及电源路径管理及冗余(ORing)。　　1 背靠背FET架构　　理想二极管控制器可驱动和控制外部背对背 N 沟道 MOSFET，从而仿真具有电源路径开/关控制、浪涌电流限制的理想二极管整流器。电动汽车12V辅助电池由DC/DC变换器的12V输出电压供电。图2为荣湃半导体理想二极管控制器Pai8151B的应用案例。为实现DC/DC输出的12V与12V电池之间的受控连接与断开，需采用基于理想二极管控制器的背靠背MOSFET方案。当使能信号EN为低电平时：MOSFET Q1和Q2导通，DC/DC变换器输出的12V为12V辅助电池充电。当12V辅助电池充满电后： 使能号 EN 置为高电平，MOSFET Q1 和 Q2 关断，从而切断DC/DC变换器12V输出与12V辅助电池之间的电气通路。图2. 负载切换与浪涌电流控制应用图　　在电动汽车启动阶段，为了减缓高压电池连接设备输入电容的电流冲击，系统利用12V低压蓄电池实现对此输入电容的预充电。因此要求能量能从12V电池向高压测传输，理想二极管控制器需避免进入反向截止模式。如图3所示，此时需将控制器的Cathode引脚悬空设计以支持能量双向传输。图3. 能量双向传输应用图　　在电路启动初期，电容C1的初始电压较低，导致背靠背MOSFET导通瞬间可能引发过大浪涌电流。为抑制此现象，需采用软启动(soft start)机制：通过在理想二极管控制器的GATE引脚接入大容量电容C2与电阻R1构成的RC网络，利用Gate输出电流 Ig 对C2充电，使Gate电压 Vgate缓慢上升，从而逐步增大MOSFET导通程度，实现浪涌电流的平滑控制。　　由于 MOSFET Q1 源极电压为 Vsource = Vgate-Vth，其中 Vth 为常数(MOSFET 阈值电压)。可得：　　因此可以通过控制 C2 的充电速率来间接限制电容 C1 充电的浪涌电流。 例：车载 DCDC 变换器输出电容 C1=1mF，C2=10nF，R1=10kΩ，芯片 Gate 端输出电流 Ig 为 20uA。由公式可得：　　2 电池反向保护　　电池反向保护包含反极性保护(RPP/RHP)和反向电流阻断(RCB)两方面。反极性保护在电池意外反接或断开感性负载产生瞬态负压时，防止负载损坏。反向电流阻断则阻止电流从负载(特别是子系统中的大容量保持电容)倒流回电池，确保该电容能在电源中断或动态反向条件下持续为子系统(如汽车电子)供电，维持关键操作。理想二极管控制器配合外部N沟道MOSFET可高效实现这两种保护，尤其适用于需要同时防止输入反接和阻断反向电流的应用，例如为直流变换器或稳压器后跟处理器的应用。如图4为荣湃半导体理想二极管控制器Pai8150C电池反接应用方案。图 4. 理想二极管控制器电池反接应用原理图　　在应用中CAP电容的取值与MOSFET输入电容Ciss有关，CAP应大于10*Ciss(MOSFET)，推荐 CAP电容不小于100nF。器件 MOSFET 的选型也有一定的要求，为保证正常工作时芯片处于 Regulatton 状态，需满足20mV　　3 电池路径管理及冗余(ORing)　　冗余电路使用多个电源单元为负载提供所需的电源。它们有助于提高系统的可靠性和可用性， 并在其中一个电源单元发生故障时确保系统安全。在汽车系统中，冗余电源对于自动驾驶等安全关键型应用尤为重要， 因为在这类应用中，断电可能会导致严重的后果。ORing 电路有助于系统根据最高输入电压从多个输入中选择最佳可用电源。理想二极管充当开关，在输入电压高于输出电压时导通，并在输入电压低于输出电压时关断。这样，ORing 电路可确保具有最高电压的输入源连接到输出端，并防止出现反向电流。如果两个输入电源几乎相等，则可以由两个电源同时为负载供电，而两个电源之间没有环流。因此，反向电流阻断是实现 ORing 电路所需的主要特性。图5为荣湃理想二极管控制器Pai8150C双路ORing解决方案。图 5. 典型 ORing 应用　　理想二极管在车载O　　BC+DC/DC的应用　　新能源汽车中，降压型DC/DC变换器负责将动力电池输出的高压直流电(400V-800V) 转换为恒定的低压直流电(12V/14V/36V/48V) ，以满足整车低压系统的供电需求。其核心功能包含两方面：一是为车身电器(如灯光、车窗、仪表、娱乐系统等)及控制系统(BMS、驾驶模块等)提供稳定电源;二是为低压蓄电池充电。由于低压负载的功率需求大而工作电压低，DC/DC变换器需持续输出大电流，因此具有低电压、高电流的典型技术特征。其核心架构为移相全桥ZVS拓扑与同步整流模块的组合，详见图6所示电路。图 6. DC/DC 变换器电路图　　在车辆低压供电系统中，直流/直流变换器(DC/DC)为12V蓄电池充电的核心逻辑如下：当整车控制器(VCU)未发出高压上电指令时，系统处于高压下电状态，此时由12V蓄电池直接为所有低压负载供电;一旦VCU发出高压上电指令，DC/DC变换器随即启动，将动力电池输出的高压直流电转换为稳定的低压直流电。此后，DC/DC变换器同时承担两项关键任务：一是实时为整车低压负载供电，二是为12V蓄电池充电。其输出功率会根据低压负载的实时用电需求进行动态分配，优先保障负载供电，剩余的能量则用于给蓄电池充电，从而维持整个低压系统的能量平衡。　　总结　　理想二极管控制器本质是模拟理想二极管特性的集成电路，核心作用是实现高效的单向导电，替代传统机械二极管或普通二极管，广泛应用于电源冗余系统、汽车电子、不间断电源(UPS)、太阳能光伏系统。得益于极低导通压降、快速开关响应和无反向恢复电流等优势，理想二极管控制器是电源端口应用的真正“多边形战士”。
2025-11-06 11:50 reading：335
荣湃发布支持40V驱动电压的双通道隔离驱动产品系列
行业新闻

荣湃发布支持40V驱动电压的双通道隔离驱动产品系列

　　新能源汽车高压电气系统正掀起“升压”热潮，800V乃至1000V平台逐渐成为主流趋势，在这个追求高功率密度和极致效率的竞技场上，SiC功率器件正大放异彩，逐渐取代Si。　　但SiC有个特点：它需要更高驱动电压，才能把“内阻”降到最低，发挥真正实力。同时，关断时它还需要一点“反向推力”——即负压关断，否则在那些快如闪电的电压变化瞬间(高dv/dt)，它可能一个“激灵”就给自己导通了!　　不仅如此，系统里那些可预见或突如其来的“噪声刺客”，冷不丁也会给驱动芯片施加额外的电压压力。面对如此“高压”挑战，驱动芯片需得扛得住更高的正负电压冲击，成为守护系统的可靠“护法”。　　荣湃半导体推出的新产品——Pai8236系列双通道隔离驱动芯片， 它的亮点之一，就是能稳稳驾驭高达40V的驱动电压!有了它，SiC可以尽情施展拳脚，系统也能在高压环境中稳如泰山。　　Pai8236产品系列提供多款特色子系列满足不同需求：　　1. S系列：　　擅长“分兵作战”，提供分离输出能力，给予设计者更灵活的布局自由。　　2. M系列：　　配备了“防误动保险”——集成米勒钳位功能，专门用来抑制由米勒电容引起的误导通风险，提升系统鲁棒性。　　3. N系列　　是处理“负压”的专家。它非常灵活，既支持外部负压输入，也内置了多种负压选项(-2V, -3V, -4V, -5V)，就像它的“兄弟”单通道驱动Pai8216一样，让负压配置变得简单可靠。　　如图1，三种系列的引脚定义图。　　Pai8236逻辑侧集成固定死区配置(DT)，全局使能(DISABLE)。关键电气参数如表1所示。　　Pai8236系列选型表：
2025-08-06 15:01 reading：624
荣湃新一代数字光耦：赋能智能电表更高效率与可靠性
行业新闻

荣湃新一代数字光耦：赋能智能电表更高效率与可靠性

　　随着现代电子设备(如智能电表)功能日益强大，内部各模块间的数据交互速度越来越快。同时，大家对设备长期稳定运行和成本效益的要求也越来越高。在此背景下，作为保障信号安全和系统稳定的关键元件——隔离器的性能与可靠性，就显得尤为重要。　　荣湃全新推出的新一代数字光耦产品，正是为了满足这些需求而生。它融合了先进的电容隔离技术和智能分压技术 (iDivider)，在多个方面实现了显著提升：　　性能全面提升　　相比上一代产品，传输速度更快，信号更精准，运行更稳定可靠，有效解决用户在实际应用中的常见问题。　　优化用户体验　　针对用户反馈的痛点进行了针对性优化，(如空气中隔离耐压打火损坏 ， 返修率高等问题)，使用体验更佳。　　更具成本优势　　在提供卓越性能的同时，价格更具市场竞争力，助力客户实现真正的降本增效目标。　　凭借电容隔离技术带来的高传输速率和高可靠性，数字光耦正逐步替代传统低速光耦和中高速光耦，成为实现高效信号隔离和保障系统安全的理想选择。　　全新一代数字光耦和传统低速光耦的对比　　在为智能电表等设备选择信号隔离方案时，传统低速光耦和新兴的数字光耦是主要选项。荣湃全新一代数字光耦在关键性能指标上实现了显著突破，为系统设计带来全新可能。以下是核心对比：　　1 传输速率瓶颈　　传统低速光耦 (4引脚常见)：　　·基础开关速度慢，且随时间推移光衰效应加剧。　　·典型速率限制：仅约 50kbps。　　·即使通过增加复杂外围电路尝试提速，极限速率也仅在 100kbps 附近徘徊。　　·外围电路不仅增加成本，更显著提升主板复杂度，降低系统整体可靠性。　　高速光耦：　　·速率可达 10Mbps，解决了低速问题。　　·主要局限：单芯片通常仅提供 1 个通道。 多通道应用需多个芯片，占用宝贵PCB面积，布局设计挑战大。　　荣湃全新一代数字光耦：　　·平均传播延时大幅降低至约 40ns (前代产品约 300ns)。　　轻松支持更高速的通信协议，突破传统光耦的速率天花板。　　无需复杂外围提速电路，设计更简洁。　　2 集成度与空间效率　　传统低速光耦：　　·单通道或多通道方案相对成熟，但提速方案占用空间大。　　高速光耦：　　·多通道应用占板面积大，不利于紧凑设计。　　荣湃全新一代数字光耦：　　·采用创新的 WB SSOIC-10 封装。　　·集成度高，在仅约 40mm² 的超小面积内，集成 3 个独立信号通道。极大节省PCB空间，简化布局，助力设备小型化。　　3 可靠性与绝缘能力　　传统低速光耦：　　·性能会随时间和光衰下降，长期可靠性是挑战。　　荣湃全新一代数字光耦：　　·显著提升隔离电容性能，增强绝缘能力。　　·关键指标卓越：　　交流耐压：10kVrms (1分钟)　　浪涌能力：15kVpeak　　ESD防护：>9kV　　·提供顶级的电气隔离保护和抗干扰能力，确保系统长期安全稳定运行。　　应用优势　　得益于面积小、集成度高、绝缘性能好的优势，数字光耦在智能电表中的应用中，已成为替代普通光耦的更优选择。国家电网三相智能电表框图　　在国家电网三相智能电表中，隔离器件扮演着保障系统安全和信号完整性的关键角色，主要应用于两处核心通信接口：　　-计量-管理主芯与移动通信模块间的载波通信隔离　　-计量-管理主芯对外RS-485通信隔离　　传统低速光耦面临的严峻挑战：　　寿命瓶颈：业界公认，常规光耦的稳定可用寿命约10年。即使通过加严筛选留出裕量，才勉强触及国家电网 2020版标准强制要求的16年寿命。未经严格筛选的产品，难以满足这一硬性指标。　　速率瓶颈：随着智能电表功能日益复杂，单次采集数据量激增。为提升效率，国家电网载波与RS-485通信的波特率已从9600bps 提升至 115.2kbps。在此速率下，单个数据位脉宽仅约8µs，传统低速光耦的性能已逼近甚至达到极限，难以可靠传输高速信号。　　此外，南网最大6Mbps 通信速率要求下，传统低速光耦、中速光耦无法满足速率需求，此时，载波速率高达8Mbps的数字光耦，可以提供更大的价值支持。　　—总结发言—　　荣湃全新一代数字光耦：　　国网严苛要求的理想答案　　荣湃基于高性能SiO2电容隔离工艺打造的全新一代数字光耦，完美解决了上述挑战：　　·超长寿命，轻松满足16年国标　　·通过器件级加强绝缘认证　　·可在 1500Vrms / 2121Vpeak 的可重复工作电压下稳定运行超过30年，远超国网16年要求，无需依赖加严筛选，提供本质可靠保障。　　·高速传输，畅行115.2kbps　　·极低的传播延时，轻松兼容RS-485、CAN、SPI等高速协议。　　·顶级绝缘与安全防护：　　10kVrms 交流耐压 (1分钟)。　　15kVpeak 浪涌耐压。　　>9kV ESD 防护。　　·提供业内领先的电气隔离强度和抗干扰能力，确保系统长期安全无虞。　　·高集成度，优化紧凑设计：　　·创新封装技术，在严格满足8mm爬电距离要求的前提下。　　·以极小的占板面积实现功能，完美契合智能电表对PCB布局紧凑化的严苛需求。
2025-07-15 11:53 reading：636
一文了解荣湃双通道隔离驱动器的应用推荐
行业新闻

一文了解荣湃双通道隔离驱动器的应用推荐

　　隔离栅极驱动器的应用场景较为复杂和多样，在一些高频、大功率和存在噪声的场景下，隔离栅极驱动器可能会出现误动作甚至导致器件损坏。同时，不合理的PCB布局和外围电路设计也可能会导致上述问题。因此，本文基于Pai8233X系列隔离栅极驱动器，从芯片的基本应用建议、芯片高压侧多路供电方案到栅极驱动器中输入窄脉冲的影响，讨论了芯片在应用过程中可能存在的风险，旨在给出适当建议缓解上述风险带来的不利影响。　　一、应用建议　　1.1供电选项图1 Pai8233X(WB SOIC-14)引脚定义及去耦电容的连接　　Pai8233X(WB SOIC-14)的引脚定义如图1所示，其逻辑侧供电范围为3-5.5V;高压侧的VDDA/VDDB能够接受最大25V的工作电压，而其供电的下限则需参考不同型号的UVLOon。此外，为减少电源纹波和过电压应力事件，在逻辑侧推荐VCCI引脚至GND引脚采用100nF和1uF的低ESR和低ESL的陶瓷电容并联组合。同理，在高压侧推荐VDDX引脚至VSSX引脚采用100nF和10uF的低ESR和低ESL的陶瓷电容并联组合。如无充裕布板空间，至少应保证逻辑侧VCCI引脚至GND引脚接有100nF、高压侧VDDX引脚至VSSX引脚1uF的去耦电容。需要注意的是，去耦电容应紧邻VCCI/VDDX引脚和GND/VSSX引脚放置。　　1.2考虑设置输入端口滤波器　　当输入信号在PCB上的走线较长或由于布局不理想而导致输入信号存在噪声，推荐在INA和INB端口设置RIN-CIN滤波器以滤除这些噪声，如图2所示。通常推荐RIN为0-100Ω和CIN为10-100pF的组合。具体阻值和容值的选择，需要考虑信号的抗扰性能和传播延时的良好平衡。例如，由RIN=51Ω和CIN=33pF组成的低通滤波器的截止频率约为100MHz。另外，其他输入端口，如DT和DISABLE脚也可设置RC滤波器以获得更好的抗噪性能。图2 Pai8233X输入端口滤波器　　1.3栅极驱动电阻选择图3 栅极驱动电阻　　栅极驱动电阻如图3所示。合理的栅极驱动电阻选择能够有效改善由功率管开关时寄生电感/电容、高dv/dt、高di/dt和体二极管反向恢复造成的振铃。同时也有利于改善EMI问题，以及调整栅极的驱动能力以减少功率管开关损耗。栅极驱动电阻直接影响到驱动电流、开关损耗和上升/下降时间。另外，栅极驱动电阻的选择也影响芯片的散热，利用串联栅极驱动电阻能够使得一部分热量通过该电阻散热。因此，设计者需要综合系统的性能参数，选择合适的栅极驱动电阻。　　还需说明的是，峰值源/灌电流还受PCB布局和负载电容的影响，同时栅极驱动器环路中的寄生电感会减缓峰值栅极驱动电流，并造成过冲和下冲。因此，在PCB布局上，要使驱动环路尽可能地短，以减少上述问题的影响。　　1.4 PCB布局指南　　良好的PCB布局对于提升功率管开关性能至关重要，一般而言，在PCB布局时，推荐遵循如下原则：　　· 为抑制电源纹波和提升稳压性能，低ESR和低ESL的陶瓷电容需连接至器件VCCI和GND、VDDX和VSSX之间，并确保去耦电容尽可能靠近器件的电源引脚和地的引脚。　　· 确保芯片的电源引脚对地的距离要尽可能地短。因为过长的电源对地走线会存在较大的寄生电感，从而导致器件更容易遭受过电压应力的风险。如果PCB为多层板，推荐在VDDX和VSSX之间设置足量的过孔连接，但应注意不要与其他涉及高压的走线和覆铜相连接。　　· 为避免在开关节点(如图3 USW)上产生负瞬态，需确保上下管的源极之间的走线尽可能地短，以减少二者之间的寄生电感。　　· 推荐在DT和DISABLE引脚附近设置旁路电容，以提升该端口的抗噪性。　　· 为确保隔离驱动的爬电距离、电气间隙等隔离性能不受影响，不建议在芯片下方放置任何 PCB 走线、覆铜、焊盘和过孔。　　· 当芯片驱动功率管时，OUT存在非常高的 di/dt，OUT环路PCB走线寄生电感会导致 EMI 和电压振荡问题，因此，芯片应尽可能靠近功率管，OUT走线尽可能宽，环路走线尽可能短，以降低环路寄生电感。　　· 当负载电容较大或开关频率较高时，芯片的功耗也会随之增大，因此在PCB设计时，热量的传导也应被考虑在内。推荐增加高压侧VDDX和VSSX的覆铜，尤其是增加VSSX的覆铜面积。另外，在栅极驱动电阻上也会消耗一部分热量，因此也需要注意栅极电阻的选择。　　备注：以上PCB布局指南在实际的应用中可能难以全部满足，但以上指南的前两点应尽可能地实现。主要原因是在实际产品应用过程中，芯片损坏的主要原因之一便是EOS损伤，而导致此损伤的根因一般是去耦电容摆放的位置离芯片较远或是电源引脚对地的距离较远。而其他布局推荐则需要根据实际系统对栅极驱动器的抗扰性、隔离性能、负瞬态要求和散热性等要求，对PCB的布局作适当权衡。　　2 Pai8233X系列供电方案　　常见的供电方案有Flyback供电方案和自举电路供电方案，以下将介绍这两种方案的实现。　　2.1为隔离栅极驱动器设计自举电荷泵电源　　下图展示了Pai8233X自举电路的典型应用。图5 Pai8233X自举电路应用框图　　如图5所示的自举电荷泵电源，能在保证顺利驱动上下管的前提下减少一路电源的供电。可从图5中看到，自举电路由自举电阻、自举二极管和自举电容组成。以下给出了自举电路中电阻、二极管和电容的选取原则：　　2.1.1自举二极管的选取　　自举二极管用于防止上管导通期间VDDA引脚处电压向供电VDDB倒灌。自举电容CBOOT在下管导通期间通过供电VDDB充电，自举电容充电的过程中会存在尖峰电流，因此二极管中的瞬态功率耗散可能是显著的。导通损耗也取决于二极管的正向电压降，同时二极管反向恢复损耗也会一定程度上影响栅极驱动器的总功耗。当选择外部自举二极管时，建议选择高电压、快速恢复二极管或具有低正向电压降和低结电容的SiC肖特基二极管，以便将损耗最小化。　　2.1.2自举电阻的选取　　自举电阻RBOOT用于减少自举二极管的涌入电流并限制VDDA-VSSA在每个开关周期的电压上升速率，特别是当VSSA(SW)引脚具有较大的负瞬态电压。RBOOT的推荐值在1Ω和20Ω之间，具体取决于所使用的二极管。举个例子，选择2.2Ω的限流电阻器来限制自举二极管的涌入电流。　　2.1.3自举电容的选取　　自举电容CBOOT用于在上管导通期间维持稳定的上管栅极驱动电压，并允许高达6A的栅极驱动电流瞬变。每个开关周期所需的总电荷可以通过下式计算：　　• 其中，QG为功率管的栅极电荷;　　• IVDDA通道在工作频率下空载时的自电流损耗;　　• ΔVVDDA为VDDA的电压纹波;　　• VGA功率管栅极开通电压;　　• RGA功率管栅源电阻;　　• TSW/TON分别为开关周期和开通时间。　　需要注意的是，由于直流偏置电压和温度变化引起的电容偏移，CBOOT的实际选取值总是大于计算值。　　2.2为隔离栅极驱动器设计Flyback供电电源　　下图展示了Pai8233X Flyback供电方案的典型应用框图。图6 Pai8233X Flyback供电方案应用框图　　通过Flyback变换器，能够使得VDDA与VDDB实现隔离，Flyback变换器除了易于实现外，相比于自举电路供电方案，其隔离栅极驱动器的A通道的对地电压应力更小。因此有条件的前提下，更加推荐采用Flyback供电方案实现隔离栅极驱动器高压侧的多路供电。　　对于上述的Flyback电路，在电路的原边涉及到PWM控制，可能会给设计者带来额外的工作量，更为方便的做法是直接采用集成了MOSFET的Flyback控制芯片来代替上述的MOS管。　　3. 隔离栅极驱动器电路中　　窄脉冲宽度的影响　　在某些大功率、高频的电源拓扑中，来自于电源、栅极或输入振铃的噪声耦合可能会导致栅极驱动器工作异常甚至损坏。极端占空比(接近0或100%)以及ns级的导通/关断时间可能会导致出现过电压应力(EOS)从而损坏栅极驱动器。以下内容将从窄脉冲发生的原因、影响因素、导致结果和设计建议几个方面具体阐述。　　3.1典型MOSFET开通/关断时间　　典型MOSFET的开通/关断周期如图8所示，栅极驱动器的输出级为MOSFET 的栅极充电，来达到给定 MOSFET 的目标栅源电压(VGS)，以及在米勒平坦区域期间施加最大驱动强度，以将栅极充电至最大驱动电压。当栅极达到目标电压VGS 且栅极电流 (IG) 为零时，此时MOSFET便完成了一个完整的开通周期。需要注意的是，规格书中的最小脉冲宽度规格只描述了空载驱动器 (COUT=0pF) 的功能，而不保证在其他情形下该脉冲是有效的。因此，在不同场景下，最小脉冲宽度都是不同的，最小脉冲宽度在特定系统中一般受栅极电容、VDD 供电电压、栅极电阻、峰值电流和PCB寄生参数等因素影响。图8 典型MOSFET开通/关断周期　　3.2功率级中发生窄输入脉冲的原因　　AC/DC电源将电网侧交流输入电压转换为稳定的DC电压，该器件包含功率因数校正 (PFC) 级，可减少谐波并保护电网。在图腾柱 PFC 配置和三相全桥 PFC 设计中，在每个交流输入过零处，对于快速开关 MOSFET，占空比非常短。在某些设计中，通过在过零处实现软启动，以避免出现较大的电流尖峰。在这种类型的设计中，在过零后重新启动时，可以将电源开关的占空比控制在一个非常低的值。　　在硬开关直流/直流转换器系统中，输出电压会在负载暂态期间(无论是从空载到高负载，还是从高负载到低负载)波动。在这些条件下，主驱动器可以发送超低或高占空比命令来根据外部电压环路反馈信号进行调整。图9 窄开通脉冲和窄关断脉冲示意　　3.3窄输入脉冲对于隔离栅极驱动器的影响和后果　　栅极驱动器的输出级在切换MOSFET开通/关断状态时提供源电流和灌入电流，在Pai8233X内部有一个上拉和下拉结构，以便于缓冲输入信号的同时，提供足够的驱动能力对栅极电容进行充放电。　　在收到窄导通脉冲情况下，驱动器在几十ns后又收到关断信号，此时MOSFET导通过程尚未完成，内部图腾柱上拉级仍持续传导非常高的电流 (IG >> 0)。并且，在实际栅极驱动电路中，存在与VDD串联的PCB布线的寄生电感Lpcb(如图11 所示)，同时也存在内部驱动器寄生电感Lbw。因此，VDD 处的总电感通常会超过 10nH。当驱动电流突然被切断时，较大的寄生电感会导致显著的电压尖峰，从而导致电压超过建议运行条件，在某些情况下甚至超过绝对最大额定值，这成为窄脉冲损坏隔离栅极驱动器的主要原因。　　同样，窄关断输入脉冲(接近 100% 占空比)也可能导致 OUT 和 VDD 过载。在窄关断脉冲情况下，当驱动器收到导通命令时，MOSFET 关断过程尚未完成，内部图腾柱下拉级仍持续传导非常高的电流 (IG >> 0)。大寄生电感和突然的电流变化会导致输出引脚上出现显著的电压尖峰。当 OUT 电压高于 VDD 电压时，它也会进一步对 VDD 引脚施加应力。　　结合上述说明，可以得知窄输入脉冲的主要影响是高di/dt使得较大的寄生电感感应出显著的电压尖峰。di/dt的影响因素包括窄脉冲宽度(如图8所示，发生开通/关断的时机越早，对应的栅极电流越大)、和栅极偏置电压、栅极电阻、栅极电容等因素。因此在设计时，需要在驱动能力和考虑窄脉冲的影响之间作一定的权衡。　　3.4缓解窄输入脉冲影响的手段　　下表展示了在实际系统设计时，易受窄脉冲影响的驱动器外围电路设置的场景以及对应的解决方法。表1 易受窄脉冲影响的场景和缓解手段　　3.5非理想PCB布局下窄脉冲宽度限制　　实际PCB布板时，可能难以实现理想PCB布局，如去耦电容离芯片管脚(电源经去耦电容到地的环路)距离大于2cm 。在这类情况下，建议严格限制窄脉冲宽度以保护器件在安全的工作范围内运行，通常需要限制脉冲宽度为大于100ns。
2025-05-12 14:00 reading：669
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